工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計(jì)（二）
牽涉到開關(guān)電源技術(shù)設(shè)計(jì)或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭(zhēng)的事實(shí)，應(yīng)廣大網(wǎng)友迫切要求，電子發(fā)燒友推出開關(guān)電源設(shè)計(jì)整合系列和工程師們一起分享，請(qǐng)各位繼續(xù)關(guān)注后續(xù)章節(jié)。
一、開關(guān)電源EMI的一些設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)
開關(guān)電源的EMI干擾源集中體現(xiàn)在功率開關(guān)管、整流二極管、高頻變壓器等，外部環(huán)境對(duì)開關(guān)電源的干擾主要來自電網(wǎng)的抖動(dòng)、雷擊、外界輻射等。
1.開關(guān)電源的EMI源
開關(guān)電源的EMI干擾源集中體現(xiàn)在功率開關(guān)管、整流二極管、高頻變壓器等，外部環(huán)境對(duì)開關(guān)電源的干擾主要來自電網(wǎng)的抖動(dòng)、雷擊、外界輻射等。
(1)功率開關(guān)管
功率開關(guān)管工作在On-Off快速循環(huán)轉(zhuǎn)換的狀態(tài)，dv/dt和di/dt都在急劇變換，因此，功率開關(guān)管既是電場(chǎng)耦合的主要干擾源，也是磁場(chǎng)耦合的主要干擾源。
(2)高頻變壓器
高頻變壓器的EMI來源集中體現(xiàn)在漏感對(duì)應(yīng)的di/dt快速循環(huán)變換，因此高頻變壓器是磁場(chǎng)耦合的重要干擾源。
(3)整流二極管
整流二極管的EMI來源集中體現(xiàn)在反向恢復(fù)特性上，反向恢復(fù)電流的斷續(xù)點(diǎn)會(huì)在電感(引線電感、雜散電感等)產(chǎn)生高 dv/dt，從而導(dǎo)致強(qiáng)電磁干擾。
(4)PCB
準(zhǔn)確的說，PCB是上述干擾源的耦合通道，PCB的優(yōu)劣，直接對(duì)應(yīng)著對(duì)上 述EMI源抑制的好壞。
2.開關(guān)電源EMI傳輸通道分類
(一). 傳導(dǎo)干擾的傳輸通道
(1)容性耦合
(2)感性耦合
(3)電阻耦合
a.公共電源內(nèi)阻產(chǎn)生的電阻傳導(dǎo)耦合
b.公共地線阻抗產(chǎn)生的 電阻傳導(dǎo)耦合
c.公共線路阻抗產(chǎn)生的電阻傳導(dǎo)耦合
(二). 輻射干擾的傳輸通道
(1)在開關(guān) 電源中，能構(gòu)成輻射干擾源的元器件和導(dǎo)線均可以被假設(shè)為天線，從而利用電偶極子和磁偶極子理論進(jìn)行分析;二極管、電容、功率開關(guān)管可以假設(shè)為電偶極子，電 感線圈可以假設(shè)為磁偶極子;
(2)沒有屏蔽體時(shí)，電偶極子、磁偶極子，產(chǎn)生的電磁波傳輸通道為空氣(可以假設(shè)為自由空間);
(3)有屏蔽體時(shí)，考慮屏蔽體的縫隙和孔洞，按照泄漏場(chǎng)的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行分析處理。
3.開關(guān)電源EMI抑制的9大措施
在開關(guān)電源中，電壓和電流的突變，即高dv/dt和di/dt，是其EMI產(chǎn)生的主要原因。實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源的EMC設(shè)計(jì)技術(shù)措施主要基于以下兩點(diǎn)：
(1)盡量減小電源本身所產(chǎn)生的干擾源，利用抑制干擾的方法或產(chǎn)生干擾較小的元器件和電路，并進(jìn)行合理布局;
(2)通過接地、濾波、屏蔽 等技術(shù)抑制電源的EMI以及提高電源的EMS。
分開來講，9大措施分別是：
(1)減小dv/dt和di/dt(降 低其峰值、減緩其斜率)
(2)壓敏電阻的合理應(yīng)用，以降低浪涌電壓
(3)阻尼網(wǎng)絡(luò)抑制過沖
(4)采用軟恢復(fù)特 性的二極管，以降低高頻段EMI
(5)有源功率因數(shù)校正，以及其他諧波校正技術(shù)
(6)采用合理設(shè)計(jì)的電源線濾波器
(7)合理的接地處理
(8)有效的屏蔽措施
(9)合理的PCB設(shè)計(jì)
4.高頻變壓器漏感的控制
高頻變壓器的漏感是功率開關(guān)管關(guān)斷尖峰電壓產(chǎn)生的重要原因之一，因此，控制漏感成為解決高頻變壓器帶來的EMI首要面對(duì)的問題。
減小高頻變壓器漏感兩個(gè)切入點(diǎn)：電氣設(shè)計(jì)、工藝設(shè)計(jì)!
(1)選擇合適磁芯，降低漏感。漏感與原邊匝數(shù)平方成正比，減小匝數(shù)會(huì)顯著降低漏感。
(2)減小繞組間的絕緣層�，F(xiàn)在有一種稱之為“黃金薄膜”的絕緣層，厚度20～100um，脈沖擊穿電壓可達(dá)幾千伏。
(3)增加繞組間耦合度，減小漏感。
5.高頻變壓器的屏蔽
為防止高頻變壓器的漏磁對(duì)周圍電路產(chǎn)生干擾，可采用屏 蔽帶來屏蔽高頻變壓器的漏磁場(chǎng)。屏蔽帶一般由銅箔制作，繞在變壓器外部一周，并進(jìn)行接地，屏蔽帶相對(duì)于漏磁場(chǎng)來說是一個(gè)短路環(huán)，從而抑制漏磁場(chǎng)更大范圍的 泄漏。
高頻變壓器，磁心之間和繞組之間會(huì)發(fā)生相對(duì)位移，從而導(dǎo)致高頻變壓器在工作中產(chǎn)生噪聲(嘯叫、振動(dòng))。為防止該噪聲，需要對(duì)變 壓器采取加固措施：
(1)用環(huán)氧樹脂將磁心(例如EE、EI磁心)的三個(gè)接觸面進(jìn)行粘接，抑制相對(duì)位移的產(chǎn)生;
(2)用“玻璃珠”(Glass beads)膠合劑粘結(jié)磁心，效果更好。
二、半橋式開關(guān)電源變壓器參數(shù)計(jì)算方法
半橋式開關(guān)電源變壓器參數(shù)的計(jì)算
半橋式變壓器開關(guān)電源的工作原理與推挽式變壓器開關(guān)電源的工作原理是非常接近的，只是變壓器的激勵(lì)方式與工作電源的接入方式有點(diǎn)不同;因此，用于計(jì)算推挽式變壓器開關(guān)電源變壓器初級(jí)線圈N1繞組匝數(shù)的數(shù)學(xué)表達(dá)式，只需稍微修改就可以用于半橋式變壓器開關(guān)電源變壓器初級(jí)線圈N1繞組匝數(shù)的計(jì)算。
A)半橋式開關(guān)電源變壓器初級(jí)線圈匝數(shù)的計(jì)算
半橋式變壓器開關(guān)電源與推挽式開關(guān)電源一樣，也屬于雙激式開關(guān)電源，因此用于半橋式開關(guān)電源的變壓器鐵心的磁感應(yīng)強(qiáng)度B，可從負(fù)的最大值-Bm，變化到正的最大值+Bm，并且變壓器鐵心可以不用留氣隙。半橋式開關(guān)電源變壓器的計(jì)算方法與前面推挽式開關(guān)電源變壓器的計(jì)算方法基本相同，只是直接加到變壓器初級(jí)線圈兩端的電壓僅等于輸入電壓Ui的二分之一。根據(jù)推挽式開關(guān)電源變壓器初級(jí)線圈匝數(shù)計(jì)算公式(1-150)和(1-151)式：
設(shè)直接加到半橋式開關(guān)電源變壓器初級(jí)線圈兩端的電壓為Uab，且Uab =Ui/2 ，則上面(1-150)和(1-151)式可以改寫為：
上面(1-174)和(1-175)式就是計(jì)算半橋式開關(guān)電源變壓器初級(jí)線圈N1繞組匝數(shù)的公式。式中，N1為變壓器初級(jí)線圈N1繞組的最少匝數(shù)，S為變壓器鐵心的導(dǎo)磁面積(單位：平方厘米)，Bm為變壓器鐵心的最大磁感應(yīng)強(qiáng)度(單位：高斯);Uab為加到變壓器初級(jí)線圈N1繞組兩端的電壓，Uab =Ui/2 ，Ui為開關(guān)電源的工作電壓，單位為伏;τ = Ton，為控制開關(guān)的接通時(shí)間，簡(jiǎn)稱脈沖寬度，或電源開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間的寬度(單位：秒);
F為工作頻率，單位為赫芝，一般雙激式開關(guān)電源變壓器工作于正、反激輸出的情況下，其伏秒容量必須相等，因此，可以直接用工作頻率來計(jì)算變壓器初級(jí)線圈N1繞組的匝數(shù);F和τ取值要預(yù)留20%左右的余量。式中的指數(shù)是統(tǒng)一單位用的，選用不同單位，指數(shù)的值也不一樣，這里選用CGS單位制，即：長(zhǎng)度為厘米(cm)，磁感應(yīng)強(qiáng)度為高斯(Gs)，磁通單位為麥克斯韋(Mx)。
B)交流輸出半橋式開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比的計(jì)算
半橋式變壓器開關(guān)電源如果用于DC/AC或AC/AC逆變電源，即把直流逆變成交流，或把交流整流成直流后再逆變成交流，這種逆變電源一般輸出電壓都不需要調(diào)整，因此電路相對(duì)比較簡(jiǎn)單，工作效率很高。請(qǐng)參考圖1-36、圖1-38、圖1-39。
用于逆變的半橋式變壓器開關(guān)電源一般輸出電壓uo都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系數(shù)(有效值與半波平均值之比)等于1，因此，方波的有效值Uo與半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up與半波平均值Upa也相等。所以，只要知道輸出電壓的半波平均值就可以知道有效值，再根據(jù)半波平均值，就可以求得半橋式開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比。
根據(jù)前面分析，半橋式變壓器開關(guān)電源的輸出電壓uo，主要由開關(guān)電源變壓器次級(jí)線圈輸出的正激電壓來決定。因此，根據(jù)(1-158)、(1-159)、(1-161)等式其中一式就可以出半橋式變壓器開關(guān)電源的輸出電壓的半波平均值。由此求得半橋式逆變開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比：
n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初級(jí)變壓比，D = 0.5時(shí) (1-176)
(1-176)式就是計(jì)算半橋式逆變開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比的公式。式中，N1為變壓器初級(jí)線圈N1繞組的匝數(shù)，N2為變壓器次級(jí)線圈的匝數(shù)，Uo輸出電壓的有效值，Ui為直流輸入電壓，Upa輸出電壓的半波平均值。
(1-176)式還沒有考慮變壓器的工作效率，當(dāng)把變壓器的工作效率也考慮進(jìn)去時(shí)，最好在(1-176)式的右邊乘以一個(gè)略大于1的系數(shù)。
C)直流輸出電壓非調(diào)整式半橋開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比的計(jì)算
直流輸出電壓非調(diào)整式半橋開關(guān)電源，就是在DC/AC逆變電源的交流輸出電路后面再接一級(jí)整流濾波電路。請(qǐng)參考1-43、圖1-44、圖1-45。這種直流輸出電壓非調(diào)整式半橋開關(guān)電源的控制開關(guān)K1、K2的占空比與DC/AC逆變電源一樣，一般都是0.5，因此，直流輸出電壓非調(diào)整式半橋開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比可直接利用(1-176)式來計(jì)算。即：
n =N2/N1 =2Uo/Ui = 2Upa/Ui —— 次/初級(jí)變壓比，D = 0.5時(shí) (1-176)
不過，在低電壓、大電流輸出的情況下，一定要考慮整流二極管的電壓降和變壓器的工作效率。
D)直流輸出電壓可調(diào)整式半橋開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比的計(jì)算
直流輸出電壓可調(diào)整式半橋開關(guān)電源的功能就要求輸出電壓可調(diào)，因此，半橋式變壓器開關(guān)電源的兩個(gè)控制開關(guān)K1、K2的占空比必須要小于0.5;因?yàn)榘霕蚴阶儔浩?a href="http://www.parroquiavalmojado.com" target=_blank>開關(guān)電源正、反激兩種狀態(tài)都有電壓輸出，所以在同樣輸出電壓(平均值)的情況下，兩個(gè)控制開關(guān)K1、K2的占空比相當(dāng)于要小一倍。當(dāng)要求輸出電壓可調(diào)范圍為最大時(shí)，占空比最好取值為0.25。根據(jù)(1-140)和(1-145)式，并把輸入電壓Ui換成Uab可求得：
(1-177)、(1-178)式，就是計(jì)算直流輸出電壓可調(diào)整式半橋開關(guān)電源變壓器初、次級(jí)線圈匝數(shù)比的公式。式中，N1為變壓器初級(jí)線圈N1繞組的最少匝數(shù)，N2為變壓器次級(jí)線圈的匝數(shù)，Uo為直流輸出電壓，Uab為加到變壓器初級(jí)線圈N1繞組兩端的電壓，Uab =Ui/2 ，Ui為開關(guān)電源的工作電壓。
同樣，在低電壓、大電流輸出的情況下，一定要考慮變壓器的工作效率以及整流二極管的電壓降和開關(guān)器件接通時(shí)的電壓降。
三、基本電子電路:開關(guān)電源講解
做硬件工程師的，幾乎都碰到過開關(guān)電源。網(wǎng)上的資料也很多。筆者也經(jīng)常接觸開關(guān)電源，從工程應(yīng)用實(shí)踐中自己總結(jié)了一些開關(guān)電源的心得。本文力求淺顯易懂。但愿對(duì)開關(guān)電源比較陌生的工程師能有所幫助。開關(guān)電源是一個(gè)很大的領(lǐng)域，本文的描述僅見一斑，有不當(dāng)之處，望以斧正之。
1：常用的開關(guān)電源的原理——單端自激boost升壓電路
如上圖，開關(guān)電源利用電感電流不能瞬間改變的原理，用ctrl信號(hào)打開三極管，使得Vin通過電感和三極管向地流動(dòng)。由于電感電流不能突變，因此，這個(gè)回路不能理解成短路，應(yīng)理解成給電感充能。充能是通過電感流過的電流不斷增大體現(xiàn)的，電流越大，電感的儲(chǔ)能越多。
當(dāng)電感電流增加到一定程度，用ctrl關(guān)閉三極管。則電感電流的回地的路就被切斷。同樣由于電感電流不能突變，因此，電流就會(huì)通過二極管流向電容。這樣就完成一次電感通過二極管給電容充電的過程。Ctrl信號(hào)周期性不停止的復(fù)現(xiàn)，宏觀上就形成從vin不斷流向電容的電流。這個(gè)過程與vout和vin電壓孰高孰低無關(guān)。意味著可升壓，也可降壓。
上面說的切斷電感電流，迫使電流流向改變，一般叫做“反激”，上圖的電感只有一個(gè)，反激點(diǎn)只有一個(gè)，叫做單端。有的電路用2個(gè)電感，交替進(jìn)行電流流動(dòng)。做直流逆變交流時(shí)，一般用2個(gè)電感，形成推挽效果。
2：如何實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓
上圖是原理。由于vout的負(fù)載不確定，因此，vout不可能穩(wěn)定在我們期望的電壓上，可能是升壓，也可能是降壓。解決這個(gè)問題的辦法是利用vout的電壓進(jìn)行反饋。當(dāng)vout電壓低于期望值時(shí)，反饋信號(hào)就會(huì)調(diào)整ctrl，使它打開三極管的時(shí)間相對(duì)延長(zhǎng)。則電感充能更多，從而使vout上升。反過來也一樣。
這樣ctrl信號(hào)就有了個(gè)名字，叫pwm。一般是改變它的占空比。當(dāng)vout電壓不夠時(shí)，增加pwm信號(hào)占空比，使得更多的電能流向vout。
3：占空比
從原理容易理解，pwm信號(hào)不能達(dá)到100%占空比，那樣就真的短路了。當(dāng)pwm信號(hào)占空比大到一定程度時(shí)，也就是剛好有時(shí)間讓三極管能開關(guān)時(shí)，電感的充能達(dá)到極大值。這個(gè)電能必須能滿足后續(xù)電路的消耗。這樣就能使vout穩(wěn)定在我們需要的電壓上。
4：實(shí)用電路
有許多成熟芯片提供Pwm信號(hào)的產(chǎn)生，并提供反饋電壓調(diào)整pwm的占空比，這類芯片叫開關(guān)電源芯片，是專門用來設(shè)計(jì)開關(guān)電源的。下圖附一個(gè)成熟電路，是筆者在工程中應(yīng)用的。
這個(gè)芯片把三極管集成到芯片內(nèi)部，因此應(yīng)用比較簡(jiǎn)單。因?yàn)樗芴峁┑碾娏骱苄�，是給lcd供電的。+12V后面還有一個(gè)10uF/25V的電容。
5：設(shè)計(jì)開關(guān)電源要注意的幾個(gè)問題
A：注意電感的選擇，應(yīng)參照芯片資料，切忌理解成輸出電流多大就用多大的電感，這是許多新手容易理解錯(cuò)的地方。例如，輸出電流是0.5A，電感可不要選0.5A的哦，要按資料來選，一般是1A左右。如果電感的電流參數(shù)選小了，會(huì)很熱。二極管也一樣，電流參數(shù)不能按最終輸出電流選。電感值的大小涉及到飽和電流的問題，即電流大到一定程度后呈現(xiàn)飽和狀態(tài)，電流則會(huì)瞬間增大，不再受電流不能突變的約束。因此選擇電感時(shí)，可以比資料的推薦值稍大一些。因?yàn)殡姼械恼`差比較大，市場(chǎng)常見的電感是±20%，所以寧大勿小的原則。買電感時(shí)要注意。
B：第1節(jié)的圖里的三極管，從原理易得：其導(dǎo)通電阻越小越好，開關(guān)響應(yīng)越快越好。這2個(gè)因素是決定效率的最主要的2個(gè)方面。一般選擇mos管，要注意mos管的導(dǎo)通電阻和柵極寄生電容。芯片的輸出能否驅(qū)動(dòng)得了柵極，如果驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O的能力不夠，應(yīng)使用LM5111等驅(qū)動(dòng)芯片。
C：開關(guān)電源的噪聲比較大，尤其它是給后續(xù)電路提供電源的，這使得后續(xù)電路的電源從骨子里就帶噪聲。這種噪聲的消除，需要使用濾波電路，必要時(shí)用π型濾波。濾波要消耗電能，這與要達(dá)到的穩(wěn)壓效果成為一對(duì)矛盾，需要工程師權(quán)衡為達(dá)到某效果需要付出多大的濾波消耗。在開關(guān)電源后面串聯(lián)線性電源(例如7805等)不能顯著消除噪聲。一味加大電容也不是辦法，噪聲仍然能夠通過。不要期望既不付出電能消耗，又能消除噪聲。但是串聯(lián)電感器件的濾波電路確實(shí)更加節(jié)省一些。
D：開關(guān)電源兩端隔離的做法是用3個(gè)線圈共軛，一個(gè)用于自激充能，一個(gè)用于輸出，一個(gè)用于電壓反饋。值得一提的是，這種隔離不能消除開關(guān)引起的各種噪聲。噪聲會(huì)沿著共軛電感傳遞，而且噪聲的損耗很小。由于電壓反饋?zhàn)兂煞侵苯拥姆答仯@種電源一般具有較大的誤差，但精度受影響很小，一般都帶輸出電壓調(diào)整。市場(chǎng)常見的模塊電源一般都帶電壓微調(diào)。
E：開關(guān)電源的地的布線。為了減少噪聲，需給噪聲盡量短的回地路線。第1節(jié)的圖中用了2個(gè)地符號(hào)。這2個(gè)地最終要接在一起，需要注意的是，vout后端有個(gè)電容，在這個(gè)電容的負(fù)端把2個(gè)地接在一起。這樣，開關(guān)芯片的噪聲能最大程度的消耗在自己那邊，能大大改善vout的噪聲。
F：設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí)，功率設(shè)計(jì)要至少保留1倍的余地，例如設(shè)計(jì)5V1A的開關(guān)電源，最大功率輸出要能達(dá)到2A。不要按需求設(shè)計(jì)成1A的，那樣會(huì)使pwm占空比接近最大值，電感、mos管等都會(huì)發(fā)熱。一般掌握在穩(wěn)定輸出時(shí)，pwm在50%或稍小為宜。這樣整個(gè)電路工作在一個(gè)“比較舒服”的情況下，噪聲、發(fā)熱等各方面綜合性能都比較好。
G：開關(guān)電源的保護(hù)。從第1節(jié)的圖可以看出，當(dāng)某種原因造成ctrl電平為常高時(shí)，會(huì)導(dǎo)致電感和三極管燒毀。Ctrl常低還好些，但是vin會(huì)串到vout上，對(duì)后續(xù)電路造成欠壓供電。常用的保護(hù)是在vin前端串聯(lián)一個(gè)過流保護(hù)器件，它一般是熱保護(hù)，電流過大會(huì)斷開。過一會(huì)兒又導(dǎo)通。
四、開關(guān)電源的熱設(shè)計(jì)方法解析
開關(guān)電源已普遍運(yùn)用在當(dāng)前的各類電子設(shè)備上,其單位功率密度也在不斷地提高.高功率密度的定義從1991年的25w/in3、1994年36w/in3、1999年52w/in3、2001年96w/in3,目前已高達(dá)數(shù)百瓦每立方英寸.由于開關(guān)電源中使用了大量的大功率半導(dǎo)體器件,如整流橋堆、大電流整流管、大功率三極管或場(chǎng)效應(yīng)管等器件。它們工作時(shí)會(huì)產(chǎn)生大量的熱量,如果不能把這些熱量及時(shí)地排出并使之處于一個(gè)合理的水平將會(huì)影響開關(guān)電源的正常工作,嚴(yán)重時(shí)會(huì)損壞開關(guān)電源.為提高開關(guān)電源工作的可靠性,熱設(shè)計(jì)在開關(guān)電源設(shè)計(jì)中是必不可少的重要一個(gè)環(huán)節(jié)。
1.熱設(shè)計(jì)中常用的幾種方法
為了將發(fā)熱器件的熱量盡快地發(fā)散出去,一般從以下幾個(gè)方面進(jìn)行考慮: 使用散熱器、冷卻風(fēng)扇、金屬pcb、散熱膏等.在實(shí)際設(shè)計(jì)中要針對(duì)客戶的要求及最佳費(fèi)/效比合理地將上述幾種方法綜合運(yùn)用到電源的設(shè)計(jì)中。
2.半導(dǎo)體器件的散熱器設(shè)計(jì)
由于半導(dǎo)體器件所產(chǎn)生的熱量在開關(guān)電源中占主導(dǎo)地位,其熱量主要來源于半導(dǎo)體器件的開通、關(guān)斷及導(dǎo)通損耗.從電路拓?fù)浞绞缴蟻碇v,采用零開關(guān)變換拓?fù)浞绞疆a(chǎn)生諧振使電路中的電壓或電流在過零時(shí)開通或關(guān)斷可最大限度地減少開關(guān)損耗但也無法徹底消除開關(guān)管的損耗故利用散熱器是常用及主要的方法.
2.1 散熱器的熱阻模型
由于散熱器是開關(guān)電源的重要部件,它的散熱效率高與低關(guān)系到開關(guān)電源的工作性能.散熱器通常采用銅或鋁,雖然銅的熱導(dǎo)率比鋁高2倍但其價(jià)格比鋁高得多,故目前采用鋁材料的情況較為普遍.通常來講,散熱器的表面積越大散熱效果越好.散熱器的熱阻模型及等效電路如上圖所示
半導(dǎo)體結(jié)溫公式如下式如示：
pcmax(ta)= (tjmax-ta)/θj-a (w)
pcmax(tc)= (tjmax-tc)/θj-c (w)
pc: 功率管工作時(shí)損耗
pc(max): 功率管的額定最大損耗
tj: 功率管節(jié)溫
tjmax: 功率管最大容許節(jié)溫
ta: 環(huán)境溫度
tc: 預(yù)定的工作環(huán)境溫度
θs : 絕緣墊熱阻抗
θc : 接觸熱阻抗(半導(dǎo)體和散熱器的接觸部分)
θf : 散熱器的熱阻抗(散熱器與空氣)
θi : 內(nèi)部熱阻抗(pn結(jié)接合部與外殼封裝)
θb : 外部熱阻抗(外殼封裝與空氣)
根據(jù)圖2熱阻等效回路, 全熱阻可寫為:
θj-a=θi+[θb *(θs +θc+θf)]/( θb +θs +θc+θf)
又因?yàn)棣萣比θs +θc+θf大很多,故可近似為
θj-a=θi+θs +θc+θf
�、賞n結(jié)與外部封裝間的熱阻抗(又叫內(nèi)部熱阻抗) θi是由半導(dǎo)體pn結(jié)構(gòu)造、所用材料、外部封裝內(nèi)的填充物直接相關(guān).每種半導(dǎo)體都有自身固有的熱阻抗.
�、诮佑|熱阻抗θc是由半導(dǎo)體、封裝形式和散熱器的接觸面狀態(tài)所決定.接觸面的平坦度、粗糙度、接觸面積、安裝方式都會(huì)對(duì)它產(chǎn)生影響。當(dāng)接觸面不平整、不光滑或接觸面緊固力不足時(shí)就會(huì)增大接觸熱阻抗θc。在半導(dǎo)體和散熱器之間涂上硅油可以增大接觸面積，排除接觸面之間的空氣而硅油本身又有良好的導(dǎo)熱性，可以大大降低接觸熱阻抗θc。
當(dāng)前有一種新型的相變材料，專門設(shè)計(jì)用采取代硅油作為傳熱介面，在65℃（相變溫度）時(shí)從固體變?yōu)榱黧w，從而確保界面的完全潤(rùn)濕，該材料的觸變特性避免其流到介面外。其傳熱效果與硅油相當(dāng)，但沒有硅油帶來的污垢，環(huán)境污染和難于操作等缺點(diǎn)。用于不需要電氣絕緣的場(chǎng)合。典型應(yīng)用包括cpu散熱片，功率轉(zhuǎn)換模塊或者其它任何簧片固定的硅油應(yīng)用場(chǎng)合，它可涂布在鋁質(zhì)基材的兩面，可單面附膠，雙面附膠或不附膠。
�、劢^緣墊熱阻抗θs
絕緣墊是用于半導(dǎo)體器件和散熱器之間的絕緣.絕緣墊的熱阻抗θs取決于絕緣材料的材質(zhì)、厚度、面積。下表中列出幾種常用半導(dǎo)體封裝形式的θs+θc
�、苌崞鳠嶙杩功萬
散熱器熱阻抗θf與散熱器的表面積、表面處理方式、散熱器表面空氣的風(fēng)速、散熱器與周圍的溫度差有關(guān)。因此一般都會(huì)設(shè)法增強(qiáng)散熱器的散熱效果，主要的方法有增加散熱器的表面積、設(shè)計(jì)合理的散熱風(fēng)道、增強(qiáng)散熱器表面的風(fēng)速。散熱器的散熱面積設(shè)計(jì)值如下圖所示：
但如果過于追求散熱器的表面積而使散熱器的叉指過于密集則會(huì)影響到空氣的對(duì)流，熱空氣不易于流動(dòng)也會(huì)降低散熱效果。自然風(fēng)冷時(shí)散熱器的叉指間距應(yīng)適當(dāng)增大，選擇強(qiáng)制風(fēng)冷則可適當(dāng)減小叉指間距。如上圖所示：
⑤散熱器表面積計(jì)算
s=0.86w/(δt*α) (m2)
δt: 散熱器溫度與周圍環(huán)境溫度（ta）的差（℃）
α： 熱傳導(dǎo)系數(shù)，是由空氣的物理性質(zhì)及空氣流速?zèng)Q定。α由下式?jīng)Q定。
α=nu*λ/l ()
λ:熱電導(dǎo)率（kcal/m2h）空氣物理性質(zhì)
l：散熱器高度（m）
nu：空氣流速系數(shù)。由下式?jīng)Q定。
nu=0.664*√[(vl)/v’]*3√pr
v：動(dòng)粘性系數(shù)（m2/sec）,空氣物理性質(zhì)。
v’:散熱器表面的空氣流速(m/sec)
pr: 系數(shù),見下表
2.2 散熱設(shè)計(jì)舉例
[例] 2scs5197在電路中消耗的功率為pdc=15w,工作環(huán)境溫度ta=60℃,求在正常工作時(shí)散熱器的面積應(yīng)是多少?
解: 查2scs5197的產(chǎn)品目錄得知:pcmax=80w(tc=25℃),tjmax=150℃且該功率管使用了絕緣墊和硅油. θs+θc=0.8℃/w
從(2)式可得
θi=θj-c=(tjmax-tc)/pcmax-=(150-25)/80≒1.6℃/w
從(1)式可得
θj-a=(tjmax-ta)/pdc=(150-60)/15=6℃/w
從(4)式可得
θf=θj-a－(θi＋θc＋θs) ≒6－(1.6+0.8)=3.6℃/w
根據(jù)上述計(jì)算散熱器的熱阻抗須選用3.6℃/w以下的散熱器.從散熱器散熱面積設(shè)計(jì)圖中可以查到:使用2mm厚的鋁材至少需要200cm2,因此需選用140*140*2mm以上的鋁散熱器.
注：在實(shí)際運(yùn)用中，tjmax必須降額使用，以80%額定節(jié)溫來代替tjmax確保功率管的可靠工作。
3、自然風(fēng)冷與強(qiáng)制風(fēng)冷
在開關(guān)電源的實(shí)際設(shè)計(jì)過程中，通常采用自然風(fēng)冷與風(fēng)扇強(qiáng)制風(fēng)冷二種形式。自然風(fēng)冷的散熱片安裝時(shí)應(yīng)使散熱片的葉片豎直向上放置，若有可能則可在pcb上散熱片安裝位置的周圍鉆幾個(gè)通氣孔便于空氣的對(duì)流。
強(qiáng)制風(fēng)冷是利用風(fēng)扇強(qiáng)制空氣對(duì)流，所以在風(fēng)道的設(shè)計(jì)上同樣應(yīng)使散熱片的葉片軸向與風(fēng)扇的抽氣方向一致，為了有良好的通風(fēng)效果越是散熱量大的器件越應(yīng)靠近排氣風(fēng)扇，在有排氣風(fēng)扇的情況下，散熱片的熱阻如下表所示：
4、金屬pcb
隨著開關(guān)電源的小型化，表面貼片元件廣泛地運(yùn)用到實(shí)際產(chǎn)品中，這時(shí)散熱片難于安裝到功率器件上。當(dāng)前克服該問題主要采取金屬pcb作為功率器件的載體，主要有鋁基覆銅板、鐵基覆銅板，金屬pcb的散熱性遠(yuǎn)好于傳統(tǒng)的pcb且可以貼裝smd元件。另有一種銅芯pcb，基板的中間層是銅板絕緣層采用高導(dǎo)熱的環(huán)氧玻纖布粘結(jié)片或高導(dǎo)熱的環(huán)氧樹脂，它是可以雙面貼裝smd元件，大功率smd元件可以將smd自身的散熱片直接焊接在金屬pcb上，利用金屬pcb中的金屬板來散熱。
5、發(fā)熱元件的布局
開關(guān)電源中主要發(fā)熱元件有大功率半導(dǎo)體及其散熱器，功率變換變壓器，大功率電阻。發(fā)熱元件的布局的基本要求是按發(fā)熱程度的大小，由小到大排列，發(fā)熱量越小的器件越要排在開關(guān)電源風(fēng)道風(fēng)向的上風(fēng)處，發(fā)熱量越大的器件要越靠近排氣風(fēng)扇。
為了提高生產(chǎn)效率，經(jīng)常將多個(gè)功率器件固定在同一個(gè)大散熱器上，這時(shí)應(yīng)盡量使散熱片靠近pcb的邊緣放置。但與開關(guān)電源的外殼或其它部件至少應(yīng)留有1cm以上的距離。若在一塊電路板中有幾塊大的散熱器則它們之間應(yīng)平行且與風(fēng)道的風(fēng)向平行。在垂直方向上則發(fā)熱小的器件排在最低層而發(fā)熱大的器件排在較高處。
發(fā)熱器件在pcb的布局上同時(shí)應(yīng)盡可能遠(yuǎn)離對(duì)溫度敏感的元器件，如電解電容等。
6、結(jié)語(yǔ)
開關(guān)電源的熱設(shè)計(jì)應(yīng)充分考慮產(chǎn)品所處的工 作環(huán)境及實(shí)際的工作狀態(tài)并將上述幾種方法綜合運(yùn)用才能設(shè)計(jì)出既經(jīng)濟(jì)又能充分保證半導(dǎo)體散熱的開關(guān)電源產(chǎn)品。
牽涉到開關(guān)電源技術(shù)設(shè)計(jì)或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭(zhēng)的事實(shí)，由于廣大工程師網(wǎng)友對(duì)前兩期的熱烈反響，電子發(fā)燒友再接再厲推出《工程師不可不知的開關(guān)電源關(guān)鍵設(shè)計(jì)》系列三和工程師們一起分享，請(qǐng)各位繼續(xù)關(guān)注后續(xù)章節(jié)。
一、開關(guān)電源中浪涌電流抑制模塊的應(yīng)用
1 上電浪涌電流
目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時(shí)的電壓瞬時(shí)值為電源電壓峰值）上電，則會(huì)產(chǎn)生遠(yuǎn)高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當(dāng)濾波電容為470μF并且電源內(nèi)阻較小時(shí)，第一個(gè)電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。
浪涌電流會(huì)造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至?xí)绊懫渌秒娫O(shè)備的工作以及使保護(hù)電路動(dòng)作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時(shí)熔斷器不能熔斷，起不到保護(hù)整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對(duì)整流器和濾波電容器造成不可恢復(fù)的損壞。因此，必須對(duì)帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。
2 上電浪涌電流的限制
限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側(cè)加一負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時(shí)間間隔很短時(shí)，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價(jià)格低廉的微機(jī)電源或其他低成本電源。而在彩色電視機(jī)和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應(yīng)用是彩色電視機(jī)，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內(nèi)工作，其缺點(diǎn)是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實(shí)上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負(fù)作用，因此，在功率較大的開關(guān)電源中，采用上電后經(jīng)一定延時(shí)后用一機(jī)械觸點(diǎn)或電子觸點(diǎn)將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復(fù)雜，占用體積較大。為使應(yīng)用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊。
3 上電浪涌抑制模塊
3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
將功率電子開關(guān)（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個(gè)相對(duì)很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個(gè)引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時(shí)間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結(jié)束后，模塊導(dǎo)通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設(shè)計(jì)者所希望的。
3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設(shè)計(jì)成線形恒流電路。實(shí)際電路會(huì)由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時(shí)則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關(guān)電源的上電電流至少需要達(dá)到4A，如上電時(shí)剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠(yuǎn)超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠(yuǎn)超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結(jié)果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價(jià)格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。
欲真正實(shí)現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關(guān)狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡(jiǎn)單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。
3.3 測(cè)試結(jié)果
A模塊在400W開關(guān)電源中應(yīng)用時(shí)，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復(fù)上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或 35mm×25mm×11mm。
B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復(fù)上電時(shí)間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時(shí)峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。
模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。
4 結(jié)語(yǔ)
開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡(jiǎn)單，體積小給開關(guān)電源設(shè)計(jì)者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國(guó)內(nèi)外尚未見到相關(guān)報(bào)道。同時(shí)作者也將推出其它沖擊負(fù)載（如交流電機(jī)及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。
二、開關(guān)電源并聯(lián)均流實(shí)現(xiàn)
引言
大功率DC/DC開關(guān)電源并聯(lián)中遇到的主要問題就是電流不均，特別在加重負(fù)載時(shí)，會(huì)引起較為嚴(yán)重的后果。普通的均流方法是采取獨(dú)立的PWM控制器的各個(gè)模塊，通過電流采樣反饋到PWM控制器的引腳FB或者引腳COMP，即反饋運(yùn)放的輸入或者輸出腳來凋節(jié)輸出電壓，從而達(dá)到均流的目的。顯然，電流采樣是一個(gè)關(guān)鍵問題：用電阻采樣，損耗比較大，電流放大后畸變比較大;用電流傳感器成本高;用電流互感器采樣不是很方便，州時(shí)會(huì)使電流失真。本文提出了一種新型的、方便的、無損的電流采樣方法，并在這種電流檢測(cè)方法的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)系統(tǒng)的均流。
1 一種新的電流采樣方法
如前所述，在均流系統(tǒng)中一些傳統(tǒng)的電流采樣力法都或多或少有些缺點(diǎn)。而本文提出的這種新的電流采樣力法，既簡(jiǎn)單方便，又沒有損耗。
下面以圖l所示的Buck電路為例，說明這種新的電流檢測(cè)方法的原理和應(yīng)用。
電流檢測(cè)電路由一個(gè)簡(jiǎn)單的RC網(wǎng)絡(luò)組成，沒流過L的電流為iL，流過C的電流為ic，L兩端的電壓為vL，輸出電壓為vo上電壓為vc，則有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）
對(duì)式（1）在一個(gè)開關(guān)周期求平均值得
式中：VL是電感上的電壓在一個(gè)開關(guān)周期的平均值，顯然VL=O;
Vo為輸出電壓平均值;
IL電感電流平均值，等于負(fù)載電流ILoad;
Ic是電容在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)充放電電流的平均值，顯然Ic=0;
R1為電感的等效串聯(lián)電阻（ESR）。
于是式（2）可化為
所以，要檢測(cè)負(fù)載電流及電感電流的大小，只要檢測(cè)RC網(wǎng)絡(luò)電容上的電壓的大小就行了，這種方法可以很方便、簡(jiǎn)易、沒有損耗地對(duì)電流進(jìn)行采樣。
2 基于新的電流采樣方法的均流原理
以兩路并聯(lián)Buck電路為例，如圖2所示。
由式（3）知，
Vc1=IL1R1+V
Vc2=IL2R2+V
式中：Vc1、Vc2分別為C1和C2上電壓的平均值;
IL1、IL2分別是L-和L2流過電流的平均值，亦即兩路輸出電流平均值;
R1及R2是濾波電感的等效串聯(lián)電阻，當(dāng)在工藝上設(shè)計(jì)并聯(lián)電源每路輸出電感基本上一樣時(shí)，可以認(rèn)為R1=R2。
因此，要控制兩路電流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，電容C1及C2上的電壓Vc1和Vc2可以代表兩路電流IL1及IL2大小，可用來進(jìn)行均流控制。
這樣，便可得到如圖3所示的控制框圖。
3 常用均流方法的分析比較
開關(guān)電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法有以下幾種。
輸出阻抗法即Droop（下垂，傾斜）法調(diào)節(jié)開關(guān)變換器的外特性傾斜度（即調(diào)節(jié)輸出阻抗），以達(dá)到并聯(lián)模塊接近均流的日的。這種方法是一種簡(jiǎn)單的大致均流的方法，精度比較低。
主從法適用于電流型控制的并聯(lián)開關(guān)電源系統(tǒng)中。這種均流系統(tǒng)中有電壓控制和電流控制，形成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。這種方法要求每個(gè)模塊問有通訊，所以使系統(tǒng)復(fù)雜化，并且當(dāng)主模塊失效時(shí)，整個(gè)電源系統(tǒng)便不能工作。
平均值均流每個(gè)并聯(lián)模塊的電流放大器輸出端接一個(gè)相同的電阻到一條公共母線上，形成平均值母線。當(dāng)某模塊電壓比母線電壓高時(shí)，輸出電壓下降，反之亦然。
最大值均流法和平均值均流法相似，區(qū)別只是每路電流通過一個(gè)二極管連到一條公共母線上。這種方法其實(shí)質(zhì)是一種“民主均流”方法，電流最大的那個(gè)模塊自動(dòng)成為主模塊，其他模塊為從模塊，從而“自動(dòng)主從控制”。
平均值均流和最大值均流法的均流母線斷開或者開路都不會(huì)影響各個(gè)電源模塊獨(dú)立工作，并且是自動(dòng)均流方法，均流精度比較高。
圖4為常見均流方法的原理圖。如果均流母線是并聯(lián)模塊電流的平均值，則是平均值均流法;如果是并聯(lián)模塊電流的最大值，則是最大值均流法;如果均流母線是并聯(lián)模塊中的主模塊的電流，則就是主從均流法。但是，在這些均流方法中，每個(gè)模塊都需要有一套獨(dú)立的PWM控制環(huán)。
4 新的均流方案
本文提出的方案是基于前所述的每路加一個(gè)簡(jiǎn)單的RC網(wǎng)絡(luò)檢測(cè)其分配的電流大小。電容C兩端的電壓平均值就可以表征這路模塊的電流大小，所以，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行均流控制就是對(duì)各路RC網(wǎng)絡(luò)C上電壓進(jìn)行均壓。其均流原理圖如圖5所示。
圖5中：Vbus為均流母線電壓;
Vref為輸出電壓參考值;
Vs為輸出電壓的采樣值。
其工作原理和過程如下：
通過檢測(cè)RC網(wǎng)絡(luò)中C兩端的電壓，作為電流信號(hào)，幾路電流信號(hào)（本例只有兩路）通過一個(gè)相同的電阻就得到了平均值均流母線，平均值均流母線電壓值與負(fù)載有關(guān)，表征負(fù)載電流的大小。
然后將每路采樣來的電流信號(hào)與母線電壓比較，得到誤差信號(hào)，去修正輸出電壓參考信號(hào)，從而對(duì)PWM控制器的占空比輸出進(jìn)行微調(diào)，達(dá)到均流和穩(wěn)壓的目的。
5 實(shí)測(cè)結(jié)果
樣機(jī)是一臺(tái)DC5V輸入，2V/40A輸出的4路Buck并聯(lián)的開關(guān)電源，工作頻率為200 kHz，帶上滿載進(jìn)行測(cè)量每一路電流輸出，均流效果好，誤差在2%以下，電源輸出穩(wěn)定。當(dāng)輸出電流越大，即大功率并聯(lián)的電源系統(tǒng)中，均流效果越好。
6 結(jié)語(yǔ)
這種方案使電流檢測(cè)很方便，能高效率、低成本、簡(jiǎn)單、方便地實(shí)現(xiàn)并聯(lián)系統(tǒng)的均流。
三、典型開關(guān)電源保護(hù)電路
多數(shù)LED應(yīng)用利用功率轉(zhuǎn)換和控制組件連接各種功率源，如交流電線、太陽(yáng)能電池板或電池，來控制LED驅(qū)動(dòng)裝置的功率耗散。對(duì)這些接口加以保護(hù)，防止它們因過流和過溫而受損，常常用到具有可復(fù)位能力的聚合物正溫度系數(shù)（PPTC）組件（圖）�？梢耘c功率輸入串聯(lián)一個(gè)PolySwitch LVR組件，防止因電氣短路、電路超載或用戶誤操作而受損。此外，放在輸入端上的金屬氧化物變阻（MOV）也有助于LED模塊內(nèi)的過壓保護(hù)。典型開關(guān)電源保護(hù)電路：
四、基于UC3842的反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)
高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源由于具有效率高、體積小、重量輕等突出優(yōu)點(diǎn)而得到了廣泛應(yīng)用。傳統(tǒng)的開關(guān)電源控制電路普遍為電壓型拓?fù)洌?只有輸出電壓?jiǎn)伍]控制環(huán)路， 系統(tǒng)響應(yīng)慢， 線性調(diào)整率精度偏低。隨著PWM 技術(shù)的飛速發(fā)展產(chǎn)生的電流型模式拓?fù)浜芸毂淮蠹艺J(rèn)同和廣泛應(yīng)用。電流型控制系統(tǒng)是電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng)， 一個(gè)是檢測(cè)輸出電壓的電壓外環(huán)， 一個(gè)是檢測(cè)開關(guān)管電流且具有逐周期限流功能的電流內(nèi)環(huán)， 具有更好的電壓調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率， 穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)特性也得到明顯改善。UC3842是一款單電源供電， 帶電流正向補(bǔ)償， 單路調(diào)制輸出的高性能固定頻率電流型控制集成芯片。本設(shè)計(jì)采用UC3842 制作一款1 kW 鉛酸電池充電器控制板用的輔助電源樣機(jī)， 并對(duì)其進(jìn)行工作環(huán)境下的測(cè)試。
1 UC3842 的工作原理
UC3842 內(nèi)部組成框圖如圖1所示。其中： 1 腳是內(nèi)部誤差放大器的輸出端， 通常此腳與2 腳之間接有反饋網(wǎng)絡(luò)， 以確定誤差放大器的增益和頻響。2 腳是反饋電壓輸入端， 將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端， 再與同相輸入端的基準(zhǔn)電壓（ 一般為2.5 V） 進(jìn)行比較， 產(chǎn)生誤差電壓。3 腳是電流檢測(cè)輸入端， 與取樣電阻配合， 構(gòu)成過流保護(hù)電路。當(dāng)電源電壓異常時(shí)， 功率開關(guān)管的電流增大， 當(dāng)取樣電阻上的電壓超過1 V時(shí)， U C3842 就停止輸出， 可以有效地保護(hù)功率開關(guān)管。4 腳外接鋸齒波振蕩器外部定時(shí)電阻與定時(shí)電容， 決定振蕩頻率。5 腳接地。6 腳是輸出端， 此腳為圖騰柱式輸出， 能提供±1A 的峰值電流， 可驅(qū)動(dòng)雙極型功率開關(guān)管或MOSFET.7 腳接電源， 當(dāng)供電電壓低于16 V 時(shí)， UC3842 不工作， 此時(shí)耗電在1 mA 以下。輸入電壓可以通過一個(gè)大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后， 輸入電壓可在10~ 30 V 之間波動(dòng)， 低于10V 則停止工作。工作時(shí)耗電約為15 mA.8 腳是基準(zhǔn)電壓輸出， 可輸出精確的5 V 基準(zhǔn)電壓， 電流可達(dá)50mA.由圖1（ b） 可見， 它主要包括誤差放大器、PWM 比較器、PWM 鎖存器、振蕩器、內(nèi)部基準(zhǔn)電源和欠壓鎖定等單元。U C3842 的電壓調(diào)整率可達(dá)0.01% ， 工作頻率為500 kHz.
圖1 UC3842 管腳圖和內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖
2 反激變換器的設(shè)計(jì)
此次設(shè)計(jì)的反激變換器是從1 kW 充電器全橋開關(guān)電源初級(jí)側(cè)高壓直流部分取電作為輸入電壓。反激變換器預(yù)定技術(shù)指標(biāo)如下。
輸入電壓： 240~ 380 V DC; 輸出電壓： 12 V DC; 輸出電流： 2 A； 紋波電壓： ±500 mV；輸出功率： 25 W；效率： 85% ；開關(guān)頻率： 65 kHz；占空比：小于40%。
如圖2 所示， 電路由主電路、控制電路、啟動(dòng)電路和反饋電路4 部分組成。主電路采用單端反激式拓?fù)�，它是升降壓斬波電路演變后加隔離變壓器構(gòu)成的，該電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單， 效率高， 輸入電壓范圍寬等優(yōu)點(diǎn)。工作模式選擇在斷續(xù)模式到臨界模式之間。功率開關(guān)管選用N？？MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V， 5 A）。次級(jí)整流二極管選用肖特基二極管SR540（ 40 V， 5 A） 。
控制電路是整個(gè)開關(guān)電源的核心， 控制的好壞直接決定了電源整體性能。這個(gè)電路采用峰值電流型雙環(huán)控制，即在電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)中加入峰值電流反饋控制。電路電流環(huán)控制采用UC3842 內(nèi)部電流環(huán)，電壓外環(huán)采用T L431 和光耦PC817 構(gòu)成的外部誤差放大器，誤差電壓直接送到UC3842 的1 腳。誤差電壓與電流比較器的同相輸入端3 腳經(jīng)采樣電阻采集到初級(jí)側(cè)電流進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)輸出端脈沖寬度。2 腳接地。R4， C5 是UC3842 的定時(shí)元件， 決定UC3842 的工作頻率，此設(shè)計(jì)中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.當(dāng)UC3842 的1 腳電壓低于1 V 時(shí)，輸出端將關(guān)閉；當(dāng)3 腳上的電壓高于1 V 時(shí)，電流限幅電路將開始工作，UC3842 的輸出脈沖中斷。開關(guān)管上波形出現(xiàn)“打嗝”現(xiàn)象，從而可以實(shí)現(xiàn)過壓、欠壓、限流等保護(hù)功能。
圖2 系統(tǒng)原理圖
3 反饋回路參數(shù)的計(jì)算
反饋電路采用精密穩(wěn)壓源TL431 和線性光耦PC817 構(gòu)成外部誤差電壓放大器。并將輸出電壓和初級(jí)側(cè)隔離。如圖2 所示， R11、R12 是精密穩(wěn)壓源的外接控制電阻， 決定輸出電壓的高低， 和T L431 一并組成外部誤差放大器。當(dāng)輸出電壓Vo 升高時(shí)， 取樣電壓VR 13 也隨之升高， 設(shè)定電壓大于基準(zhǔn)電壓（TL431 的基準(zhǔn)電壓為2.5 V） ， 使TL431 內(nèi)的誤差放大器的輸出電壓升高， 致使片內(nèi)驅(qū)動(dòng)三極管的輸出電壓降低， 使輸出電壓Vo 下降， 最后V o 趨于穩(wěn)定； 反之， 輸出電壓下降引起設(shè)定電壓下降， 當(dāng)輸出電壓低于設(shè)定電壓時(shí)， 誤差放大器的輸出電壓下降， 片內(nèi)驅(qū)動(dòng)三極管的輸出電壓升高， 最終使UC3842 的腳1 的補(bǔ)償輸入電流隨之變化， 促使片內(nèi)對(duì)PWM 比較器進(jìn)行調(diào)節(jié)， 改變占空比， 達(dá)到穩(wěn)壓的目的。
從TL431 技術(shù)資料可知， 參考輸入端的電流為2 μA， 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響， 通常取流過電阻R13 的電流為T L431 參考輸入端電流的100 倍以上［ 6］ ， 所以：
這里選擇R13= 10 k Ω，根據(jù)TL431 的特性可以計(jì)算R12：
其中， TL431 參考輸入端電壓Uref= 2.5 V。
TL431 的工作電流Ika 范圍為1~ 150 mA， 當(dāng)R9 的電流接近于零時(shí)， 必須保證I ka 至少為1 mA， 所以：
其中， 發(fā)光二極管的正向壓降Uf= 1.2 V。
UC3842 的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8 V《 Vo《 6 V， 三極管集射電流I c受發(fā)光二極管正向電流If 控制， 通過PC817 的Vce與I c關(guān)系曲線（ 圖3） 可以確定PC817 二極管正向電流I f 。由圖3可知， 當(dāng)PC817 二極管正向電流I f 在7 mA 左右時(shí)， 三極管的集射電流I c在7 mA 左右變化， 而且集射電壓Vce 在很寬的范圍內(nèi)線性變化， 符合UC3842 的控制要求。
圖3 PC817 集射極電壓Vce與二極管正向電流If 的關(guān)系圖
PC817 的電流傳輸比CTR= 0. 8~ 1. 6， 當(dāng)I c= 7mA 時(shí)， 考慮最壞的情況， 取CT R= 0.8， 此時(shí)要求流過發(fā)光二極管最大電流：
所以：
其中， Uka為TL431 正常工作時(shí)的最低工作電壓， Uka = 2.5 V.發(fā)光二極管能承受的最大電流為50 mA，TL431 最大電流為150 mA， 故取流過R9 的最大電流為50 mA。
R9 的取值要同時(shí)滿足式（ 5） 和式（ 6） ， 即162《 R9《 949， 可以選用750Ω 。
4 基于MOS 管最大耐壓值的反激變壓器設(shè)計(jì)
由變換器預(yù)定技術(shù)指標(biāo)可知變壓器初級(jí)側(cè)電壓Vdcmin= 240 V， Vdcmax= 380 V， 預(yù)設(shè)效率η= 85%， 工作頻率f = 65 kHz， 電源輸出功率P out= 25 W。
變壓器的輸入功率：
根據(jù)面積乘積法來確定磁芯型號(hào)， 為了留有一定裕量， 選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25/ 20， 電感量系數(shù)A L=1 750 nH/ N2 ， 初始磁導(dǎo)率μi= 2 300， 有效截面積A e= 42. 2 mm2 。
因?yàn)樗x的MOS 管的最大耐壓值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量條件下所允許的最大反射電壓：
其中， f 是開關(guān)頻率， Hz.
其中， 磁感應(yīng)強(qiáng)度Bw= 0？？ 23 T ; 由于此變換器設(shè)計(jì)在斷續(xù)工作模式k= 1（ 連續(xù)模式k= 0.5）。
磁芯氣隙：
次級(jí)匝數(shù)：
其中， Va 是輔助繞組電壓， V 。
為了減小變壓器漏感， 采用夾心式繞法， 初級(jí)繞組分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 兩部分繞制， 如圖4 所示， Np1 繞在骨架最里層， 次級(jí)繞組N s繞在N p1和N p2之間， 輔助繞組繞Na 在最外層。
5 樣機(jī)測(cè)試結(jié)果及分析
直流輸入電壓300 V 時(shí)所測(cè)結(jié)果如圖5 所示。
圖5 MOSFET柵源極電壓波形圖
從圖5 可以看出： 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖前沿電壓比較陡峭， 電壓上升很快， 而且上升沿有一定過沖， 可以加快開關(guān)管的開通， 驅(qū)動(dòng)電平適中， 滿足驅(qū)動(dòng)要求。開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖占空比隨著負(fù)載的加大而增大， 以滿足輸出電壓的需要。帶載2 A 時(shí)， 占空比達(dá)到31.33% 。
圖6 MOSFET 漏源極間電壓波形圖
從圖6 可以看出： 當(dāng)負(fù)載為額定負(fù)載2 A 時(shí)， 變換器可靠地工作在斷續(xù)模式。繼續(xù)加大負(fù)載可以看到變換器的工作狀態(tài)從斷續(xù)模式到連續(xù)模式的過渡過程。鉗位電路經(jīng)調(diào)試以后， 使漏源極電壓小于MOSFET的最大耐壓750 V， 并有一定余量， 從而保護(hù)了MOSET ， 延長(zhǎng)使用壽命。
如圖7 所示， PWM 控制器U C3842 從采樣電阻取得的流經(jīng)MOSFET 電流波形。2 A 額定負(fù)載下峰值0. 93 V， 小于1 V， 控制器內(nèi)部限幅電路不工作， 變換器可以穩(wěn)定工作。大于1 V 時(shí)， 控制器會(huì)關(guān)閉驅(qū)動(dòng)輸出， 變換器停止工作。實(shí)現(xiàn)過載保護(hù)功能。
圖7 3 腳C/ S 端電流檢測(cè)波形圖（ 帶載2 A 時(shí)）
從圖5 -圖7 可以看到， 從輕載到重載的負(fù)載條件過渡中， 所設(shè)計(jì)的變換器從電流斷續(xù)模式到電流臨界連續(xù)模式下工作。滿載效率87？？ 8%， 負(fù)載調(diào)整率2？？ 5% ，電壓調(diào)整率0？？ 056% 。測(cè)試結(jié)果證明樣機(jī)工作穩(wěn)定可靠， 具有良好的靜動(dòng)態(tài)特性而且符合預(yù)定的性能指標(biāo)。
五、開關(guān)電源中浪涌電流抑制模塊的應(yīng)用
1 上電浪涌電流
目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時(shí)的電壓瞬時(shí)值為電源電壓峰值）上電，則會(huì)產(chǎn)生遠(yuǎn)高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當(dāng)濾波電容為470μF并且電源內(nèi)阻較小時(shí)，第一個(gè)電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。
浪涌電流會(huì)造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至?xí)绊懫渌秒娫O(shè)備的工作以及使保護(hù)電路動(dòng)作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時(shí)熔斷器不能熔斷，起不到保護(hù)整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對(duì)整流器和濾波電容器造成不可恢復(fù)的損壞。因此，必須對(duì)帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。
2 上電浪涌電流的限制
限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側(cè)加一負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負(fù)溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時(shí)間間隔很短時(shí)，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價(jià)格低廉的微機(jī)電源或其他低成本電源。而在彩色電視機(jī)和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應(yīng)用是彩色電視機(jī)，這種方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內(nèi)工作，其缺點(diǎn)是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實(shí)上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負(fù)作用，因此，在功率較大的開關(guān)電源中，采用上電后經(jīng)一定延時(shí)后用一機(jī)械觸點(diǎn)或電子觸點(diǎn)將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復(fù)雜，占用體積較大。為使應(yīng)用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊。
3 上電浪涌抑制模塊
3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
將功率電子開關(guān)（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個(gè)相對(duì)很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個(gè)引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時(shí)間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結(jié)束后，模塊導(dǎo)通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設(shè)計(jì)者所希望的。
3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊
有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設(shè)計(jì)成線形恒流電路。實(shí)際電路會(huì)由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時(shí)則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關(guān)電源的上電電流至少需要達(dá)到4A，如上電時(shí)剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠(yuǎn)超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠(yuǎn)超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結(jié)果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價(jià)格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。
欲真正實(shí)現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關(guān)狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡(jiǎn)單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示�！�
3.3 測(cè)試結(jié)果
A模塊在400W開關(guān)電源中應(yīng)用時(shí)，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復(fù)上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或 35mm×25mm×11mm。
B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復(fù)上電時(shí)間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時(shí)峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。
模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。
4 結(jié)語(yǔ)
開關(guān)電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡(jiǎn)單，體積小給開關(guān)電源設(shè)計(jì)者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國(guó)內(nèi)外尚未見到相關(guān)報(bào)道。同時(shí)作者也將推出其它沖擊負(fù)載（如交流電機(jī)及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。
六、開關(guān)電源中電磁干擾的抑制方法
引言
隨著開關(guān)電源技術(shù)的不斷發(fā)展和日趨成熟，各個(gè)應(yīng)用領(lǐng)域?qū)?a href="http://www.parroquiavalmojado.com" target=_blank>開關(guān)電源的需求也不斷增長(zhǎng)，但是，開關(guān)電源存在嚴(yán)重的電磁干擾（）問題。它不僅對(duì)電網(wǎng)造成污染，直接影響到其它用電電器的正常工作，而且作為輻射干擾闖入空間，對(duì)空間也造成電磁污染。于是便產(chǎn)生了開關(guān)電源的電磁兼容（EMC）問題。電磁兼容是指設(shè)備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對(duì)該環(huán)境中任何事物構(gòu)成不能承受的電磁騷擾的能力。
開關(guān)電源的電磁干擾可分為傳導(dǎo)干擾和輻射干擾兩大類。傳導(dǎo)干擾通過交流電源傳播，頻率低于30 MHz。輻射干擾通過空氣傳播，頻率在30MHz以上。
本文針對(duì)一種桌面式180W塑殼開關(guān)電源（負(fù)載是12V／15A的半導(dǎo)體制冷冰箱，電源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的電磁干擾超標(biāo)問題，從原理上進(jìn)行了分析，并探討了解決方案。
1 180 W開關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)分析與電磁干擾測(cè)試
1．1 主電路與結(jié)構(gòu)布局分析
該開關(guān)電源的電路原理如圖1所示
電容濾波整流器功率因數(shù)低，整流二極管導(dǎo)通時(shí)間較短，濾波電容充電電流瞬時(shí)值的峰值大，整流后的電流波形為脈動(dòng)狀，產(chǎn)生高的諧波電流。
半橋電路中高頻導(dǎo)通和截止的S1、S2、D3、D4和變壓器T1是開關(guān)電源的主要騷擾源，產(chǎn)生高頻高壓的尖峰諧波振蕩，該諧波振蕩產(chǎn)生的高次諧波，通過開關(guān)管與散熱器問的分布電容傳入內(nèi)部電路或通過散熱器及變壓器向空間輻射。
該開關(guān)電源的內(nèi)部布局如圖2所示，左邊是交流電源輸入和直流輸出，靠左邊上下兩側(cè)留有通風(fēng)孔，風(fēng)機(jī)在右邊，采用向外抽風(fēng)方式散熱，保證塑殼內(nèi)的熱量及時(shí)排出，避免熱量在塑殼內(nèi)積聚。該布局的優(yōu)點(diǎn)是通風(fēng)路比較通暢，但也存在缺點(diǎn)—輸入輸出接口安裝得較近，在它們之間容易產(chǎn)生空間耦合，形成輻射騷擾。
1．2 電磁干擾測(cè)試
表l所列為測(cè)得的7～21次諧波電流的數(shù)值，其中11、15、17次諧波電流都超標(biāo)。
輻射騷擾預(yù)測(cè)結(jié)果在30～50MHz和100MHz處超出限值，如圖4所示。
2 電磁干擾的抑制
2．1 諧波電流的抑制
采用功率因數(shù)校正可以解決諧波電流超標(biāo)的問題。有源功率因數(shù)校正采用Boost升壓PFC電路，功率因數(shù)提高到O．99以上，使得諧波電流很小，但電路復(fù)雜，成本也不低，而且電路中的開關(guān)管和高壓整流二極管的開關(guān)噪聲將成為新的騷擾源，使整機(jī)的EMI達(dá)標(biāo)增加了難度。
考慮到在交流輸入電壓（AC 220～250V）范圍內(nèi)，滿足電壓調(diào)整率情況下，適當(dāng)減小濾波電容，輸入串聯(lián)電阻可以在一定程度上降低濾波電容充電電流瞬時(shí)值的峰值，滿足諧波電流限值，且功率損耗在可以接受的范圍之內(nèi)，整機(jī)電源效率下降不多，也不失為較好方法。采用這一方法后實(shí)測(cè)諧波電流值如表2所列。
2.2傳導(dǎo)騷擾的抑制
傳導(dǎo)噪聲主要來源半橋中功率開關(guān)管S1及S2以頻率25 kHz交替工作，功率開關(guān)管集電極發(fā)射極電壓Uce和發(fā)射極電流，。波形接近矩形波。傅立葉分析表明，矩形波脈沖具有相當(dāng)寬的頻率帶寬，含有豐富的高次諧波，脈沖波形的頻譜幅度在低頻段較高。另外，功率開關(guān)管在截止期間．高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變，也會(huì)產(chǎn)生尖峰干擾。
輸入濾波器是為變換器的電磁騷擾電平和外界的電磁騷擾源設(shè)計(jì)的一種低阻抗通道（即低通濾波器），以抑制或去除電磁騷擾，達(dá)到電磁兼容的目的。
如圖5所示，輸人濾波器是由電感（LFI、LF2）和CY電容（C4、C5）及Cx電容（C1、C2、C3）組成的低通濾波器電路構(gòu)成。對(duì)頻率較高的噪聲信號(hào)有較大的衰減。C1、C2、C3是濾除共模干擾的電容，C4、C5是濾除差模干擾的電容，LF1、LF2是共模線圈。
圖3中低頻傳導(dǎo)干擾（O.15～lMHz范圍）超標(biāo)，共模噪聲的主要騷擾源是功率開關(guān)管，低頻傳導(dǎo)干擾抑制以增加共模電感的電感量為主，當(dāng)共模電感從原設(shè)計(jì)的15mH增加到24mH時(shí)，低頻傳導(dǎo)干擾最大處下降30dB，得到了顯著改善。如圖6所示。
輸入濾波器對(duì)20MHz以下噪聲抑制有明顯的效果。理想輸入濾波器是低通濾波器，但實(shí)際上是帶阻濾波器
當(dāng)開關(guān)電源頻率增加時(shí)，所需的共模電感可大大減小，共模電感體積也減小。但是，開關(guān)電源在20MHz以上頻帶的輻射噪聲份量有所增加，給輻射騷擾的達(dá)標(biāo)帶來麻煩。開關(guān)頻率和共模電感的關(guān)系如表3所列。
由于共模電感線圈存在寄生電容，高頻噪聲成分經(jīng)過寄生電容向外發(fā)射騷擾，故使用單個(gè)大感量共模電感不容易達(dá)到好的高頻濾波效果，一般采用兩個(gè)共模電感，同樣的電感量抑制高頻噪聲很見效，將有6dB以上的差值。
Cx電容器高頻阻抗頻率特性是一個(gè)關(guān)系電磁騷擾抑制效果的重要參數(shù)。電容器在高頻使用時(shí)等效為r（等效串聯(lián)電阻）+c+L（等效串聯(lián)電感）電路。由于電容器自身的固有電感（即等效串聯(lián)電感）存在，在頻率低的范圍，電容器電抗呈容性，在頻率高的范圍，電容器電抗呈感性，這時(shí)抑制騷擾的能力就明顯下降。電容器的固有引線電感越小和騷擾源的高頻內(nèi)阻抗越大，則抑制騷擾的效果越好。
首先，從電磁騷擾源產(chǎn)生的機(jī)理人手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產(chǎn)生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較
嚴(yán)重+通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產(chǎn)生的磁場(chǎng)輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，也是個(gè)高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結(jié)電容的存在以及反向恢復(fù)電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產(chǎn)生高頻振蕩，二極管反向恢復(fù)的時(shí)間也越長(zhǎng)，則尖峰電流的影響也越大。
C4及Cs的引線和連接地引線應(yīng)盡量短，以使接地阻抗盡量小，噪聲能經(jīng)過電容旁路到地線，C4及C5取較大電容量濾波效果好，但是，隨著電容量的增加泄漏電流也增加了，而泄漏電流值是電氣安全中的重要指標(biāo)，決不允許超過規(guī)定數(shù)值一一般的漏電流限制是3.5 mA，此桌面式塑殼開關(guān)電源屬手持式設(shè)備，最大漏電流限制為O．75 mA，實(shí)測(cè)值為O.55mA。
電源輸入線纜要短，濾波器盡量靠近輸入端口，避免濾波器輸入輸出發(fā)生耦合，而失去濾波作用。接地盡量簡(jiǎn)短可靠，減小高頻阻抗，使干擾有效旁路。經(jīng)過數(shù)次整改后，得到滿意的結(jié)果如圖7所示�！ �
2．3輻射騷擾的抑制
輻射騷擾足指由任何部件、天線、電纜或連接線輻射的電磁干擾。
通常在電路元件布局上，應(yīng)盡量使輸入交流和輸出直流插座（包括引線）分開并遠(yuǎn)離。采用一端輸入另一端輸出是．種合理的布局。但考慮電源內(nèi)部散熱通風(fēng)，該電源采用圖2的散熱結(jié)構(gòu)。不可回避的問題是輸入輸出線纜之間可能發(fā)生空間耦合，當(dāng)有高頻傳導(dǎo)電流通過時(shí)就會(huì)產(chǎn)生強(qiáng)烈的輻射。
首先，從電磁騷擾源產(chǎn)生的機(jī)理入手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產(chǎn)生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較嚴(yán)重，通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產(chǎn)生的磁場(chǎng)輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，也是個(gè)高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結(jié)電容的存在以及反向恢復(fù)電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產(chǎn)生高頻振蕩，二極管反向恢復(fù)的時(shí)間也越長(zhǎng)，則尖峰電流的影響也越大。
鐵氧體磁環(huán)和磁珠使用方便，價(jià)格便宜，抑制電磁干擾效果明顯。鐵氧體電感的等效電路為由電感L和電阻R組成的串聯(lián)電路，L和R都是頻率的函數(shù)。電阻值隨著頻率增加而增加，這樣就構(gòu)成了一個(gè)低通濾波器。低頻時(shí)R很小，L起豐要作用，電磁干擾被反射而受到抑制；高頻時(shí)R增大，電磁干擾被吸收并轉(zhuǎn)換成熱能，使高頻干擾大大衰減。不同的鐵氧體抑制元件，有不同的最佳抑制頻率范圍。通常磁導(dǎo)率越高，抑制的頻率就越低。此外，鐵氧體的體積越大，抑制效果越好。在體積一定時(shí)，長(zhǎng)而細(xì)的形狀比短而粗的抑制效果好，內(nèi)徑越小抑制效果也越好。鐵氧體抑制元件應(yīng)當(dāng)安裝在靠近干擾源的地方。對(duì)于輸入、輸出電路，則應(yīng)盡量靠近屏蔽殼的進(jìn)、出口處。
整流二極管使用肖特基二極管，其陽(yáng)極套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1．3×3．5），直流輸出線纜用鐵氧體磁環(huán)繞（φ13．5×φ7.5×7）2.5圈且靠近出口處。整改后輻射干擾最大處下降了約lOdB，但40MHz和100 MHz處余量較小，準(zhǔn)峰值測(cè)試僅有5dB裕量�？紤]到認(rèn)證過程繁瑣，周期長(zhǎng)，而且各個(gè)認(rèn)證檢測(cè)服務(wù)中心之間允許有2～3dB的誤差，產(chǎn)品的預(yù)測(cè)應(yīng)在6dB以上的裕量為合適，如圖8所示。
鐵氧體磁珠、鐵氧體磁環(huán)的使用對(duì)騷擾源噪聲的抑制有了較大改善，如仍還不能滿足要求，只好采用屏蔽措施，在輸入輸出之間用2mm厚的鋁板隔離，以切斷通過空間耦合形成的電磁噪聲傳播途徑。結(jié)果輻射騷擾噪聲裕量達(dá)到了12dB以上，抑制噪聲效果相當(dāng)明顯。通過以上措施大3m法電波暗室與IOm法電波暗室測(cè)試規(guī)定限值的轉(zhuǎn)換：由于標(biāo)準(zhǔn)GB9254認(rèn)定ITE（信息技術(shù)設(shè)備）在10m測(cè)量距離處得到輻射騷擾限值，而較多的EMC檢測(cè)服務(wù)中心是在3m電波暗室內(nèi)測(cè)試，因?yàn)閳?chǎng)強(qiáng)大小與距離成反比，所以在3m法中測(cè)得的噪聲電平比在10m法時(shí)的噪聲電平值要下降10 dB。
圖4、圖8、圖9是由3m法電波暗室測(cè)得，其輻射騷擾限值為30～230MHz準(zhǔn)峰值限值40dB，230～1000MHz準(zhǔn)峰值限值47dB。圖10是由10m法電波暗室測(cè)得，圖9與圖lO比較，輻射噪聲波形相差不多。僅在兒個(gè)頻率點(diǎn)的噪聲電平略有增加。
3 結(jié)語(yǔ)
經(jīng)過以上的整改后，再次測(cè)試l80W電源的電磁兼容完全達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。在電源設(shè)計(jì)初期解決EMI問題，結(jié)構(gòu)尚未定型，可選用的方法多，有利于降低成本。
除以上所述的抑制措施外，還有其它一些方案，但設(shè)計(jì)方案都要兼顧電源成本。
與EMI相關(guān)的因素多且復(fù)雜，僅做到上述的幾點(diǎn)是遠(yuǎn)遠(yuǎn)不夠的，還有接地技術(shù)、PCB布局走線等都是很重要的。電磁兼容的設(shè)計(jì)任重而道遠(yuǎn)，我們要不斷進(jìn)行研究，以使我國(guó)的電子產(chǎn)品電磁兼容水平與國(guó)際同步。
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