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隨著計算機、通訊技術的開展，低電壓大電流開關電源成為目前一個重要的研討課題。引見了一種輸出電壓為3.3V，輸出電流為20A的開關電源的設計過程。

1  引言

　　開關電源是應用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。從上世紀90年代以來開關電源相繼進入各種電子、電器設備范疇，計算機、程控交流機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已普遍地運用了開關電源。隨著電源技術的開展，低電壓，大電流的開關電源因其技術含量高，應用廣，越來越遭到人們注重。在開關電源中，正激和反激式有著電路拓撲簡單，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點，普遍應用于中小功率電源變換場所。跟反激式相比，正激式變換器變壓器銅損較低，同時，正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯，因而，普通以為正激式變換器適用在低壓，大電流，功率較大的場所。

2  根本技術

2．1  有源鉗位技術

　　正激DC／DC變換器其固有缺陷是功率晶體管截止期間高頻變壓器必需磁復位。以防變壓器死心飽和，因而必需采用特地的磁復位電路。通常采用的復位方式有三種，即傳統的附加繞組法、RCD鉗位法、有源鉗位法。三種辦法各有優(yōu)缺陷：磁復位繞組法正激變換器的優(yōu)點是技術成熟牢靠，磁化能量可無損地回饋到直流電路中去，可是附加的磁復位繞組使變壓器構造復雜化,變壓器漏感惹起的關斷電壓尖峰需求RC緩沖電路來抑止，占空比D<0.5，功率開關管接受的電壓應力與輸入電源電壓成正比。RCD鉗位正激變換器的優(yōu)點是磁復位電路簡單，占空比D能夠大于0.5，功率開關管接受電壓應力較低,但大局部磁化能量耗費在鉗位電阻中，因而它普通適用于變換效率不高且價廉的電源變換場所。有源鉗位技術是三種技術中效率最高的技術，它的電路圖如圖1所示，工作原理如圖2所示。在DT時段之前，開關管S1導通，激磁電流iM為負，即從Cr經過S1流向Tr，在DT階段，開關管S的驅動脈沖ugs使其導通，同時ugs1=0，使S1關斷，在Vin的作用下，激磁電流由負變正，原邊功率經過變壓器傳到副邊，給輸出端電感L充電；在（1－D）T時段，ugs=0，S關斷，ugs1到來使S1導通，iM經過S1的反并二極管向Cr充電，在Cr和Tr漏感構成的諧振電路的作用下，iM由正變負，變壓器反向激磁。從以上剖析中能夠看出：有源鉗位正激變換器變壓器死心工作在雙向對稱磁化狀態(tài)，進步了死心應用率，鉗位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關占空比而自動調理，因此占空比可大于50％；Vo一定時，主開關、輔助開關應力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關應力允許的范圍內，可以順應較大輸入電壓變化范圍的狀況。缺乏之處是增加了一個管子，使得電路變得復雜。

2．2  同步整流技術

　　在低電壓大電流功率變換器中，若采用傳統的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正導游通壓降大（低壓硅二極管正向壓降約0.7V，肖持基二極管正向壓降約0.45V，新型低電壓肖特基二極管可達0.32V)，整流損耗成為變換器的主要損耗，無法滿足低電壓大電流開關電源高效率,小體積的需求。

　　MOSFET導通時的伏安特性為一線性電阻，稱為通態(tài)電阻RDS，低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小，如：IRL3102(20V，61A)、IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，它們在經過20A電流時，通態(tài)壓降不到0.3V。另外，功率MOSFET開關時間短,輸入阻抗高，這些特性使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件，它作為整流元件時，請求控制電壓與待整流電壓的相位堅持同步才干完成整流功用，故稱為同步整流電路。圖1為典型的降壓型“同步”開關變換器電路(當電路中無SR時，為“普通”的降壓型開關變換器電路)。

3  電路的設計

　　所設計的電源參數如下：輸入電壓為50(1±10％)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz。

　　采用的主電路拓撲如圖1所示。由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路，它的鉗位電容電壓為：

　　所選用的控制IC芯片為UC3844，它的最大占空比為50％，所以電容上的電壓最大為Vin，電容耐壓為60V以上，只需選取足夠大即可保證電路能正常工作，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V。

　　有源鉗位管S1的驅動必需跟變壓器原邊的地隔分開，而且S1的驅動信號必需跟開關管S驅動信號反相，運用UCC3580能夠完成兩個管子的驅動，可是這個芯片并不常見，因此這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入，其反置信號作為IR2110的高端輸入，IR2110的高端驅動經過內部自舉電路來完成隔離。這樣，我們就到達了驅動兩個開關管的目的。

　　在輸出整流電路中，當續(xù)流二極管（即SR的反并二極管）受正向電壓導通時，應及時驅動SR導通，以減小壓降和損耗。但為了防止SR與SR1同時導通，形成短路事故，必需有“死區(qū)”時間，這時仍靠二極管D導通。SR的開關瞬時要與續(xù)流二極管的通斷瞬時親密配合，因而對開關速度請求很高。另外，從本錢綜合思索，選用IRL3102。

　　變壓器的設計跟普通正激式變換器變壓器設計差不多，只是要思索同步整流管的驅動。所選用的同步整流管的驅動開通電壓為4V左右，電路輸出電壓為3.3V，輸出端相當于一個降壓型電路，占空比最大為0.5，所以變壓器副邊電壓至少為6.6V。由于MOSFET的柵－源間的硅氧化層耐壓有限，一旦被擊穿則永世損壞，所以實踐上柵－源電壓最大值在20～30V之間，如電壓超越20V，應該在柵極上接穩(wěn)壓管。

4  實驗結果和波形剖析

　　開關管S1和S的Uds波形如圖3所示，RefA為S管壓降波形，50V/div，RefB為S1管壓降波形，50V/div。電路此時工作在Vin=60V左右，S1和S的開關應力大約為120V，D=0.5左右。圖4為變壓器輸出電壓，也就是同步整流管SR1和SR的驅動信號，正的局部為SR的驅動信號，負的局部為SR1的驅動信號。實驗所得波形和剖析的波形根本吻合，只是在開關轉換霎時，電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數惹起的。該電路的工作效率經過丈量大約在90％左右，根本到達設計的請求。

5  結語

　　3.3V/20A的開關電源的設計標明，有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設計中，不加PFC電路時，可以獲得很高的效率。