CMOS求和比較器在PWM開關(guān)電源控制中的應(yīng)用
1 引 言
開關(guān)電源體積小、重量輕、變換效率高, 因此廣泛應(yīng)用于各種電子設(shè)備中。它體積小、重量輕、功率因數(shù)高，具有較高的工作效率，但結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜使它的應(yīng)用受到一定的限制。下面就這個(gè)問題提出一個(gè)可行的解決方法。
2 開關(guān)電源電流PWM控制的基本原理
電流控制的PWM技術(shù)是一種新穎的控制技術(shù)，1967年由美國BOSE公司提出。該技術(shù)有不同路線方案來實(shí)現(xiàn)，其共同特點(diǎn)是：利用電感電流的反饋直接去控制功率開關(guān)的占空比，以實(shí)現(xiàn)峰值電流對電壓反饋的跟蹤。下面我們就通過分析利用電流控制的PWM降壓變換器來了解這一技術(shù)的基本原理。
圖1給出了電流控制的PWM降壓變換器的基本組成。
圖1 電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
從該電路可以看出，反饋電路由兩部分組成：輸出電壓U0經(jīng)采樣電路（未畫出）得到反饋電壓Uf反饋到誤差放大器的反向端，基準(zhǔn)電壓UR加至誤差放大器同向端，構(gòu)成常規(guī)的電壓反饋，即電壓外環(huán)；由電阻RS上檢測得到的電流反饋信號US和誤差放大器的輸出Ue分別加至PWM比較器同向端和反向端，構(gòu)成了電流內(nèi)環(huán)。PWM比較器輸出加至觸發(fā)器的R端，時(shí)鐘振蕩器從S端向鎖存器輸出一系列恒定頻率的時(shí)鐘信號。當(dāng)功率管導(dǎo)通時(shí)，隨著電流的增大電流檢測信號US也同時(shí)增大，直到同Ue電壓相等時(shí)PWM比較器輸出高電平,使鎖存器輸出轉(zhuǎn)為低電平，功率管關(guān)斷。時(shí)鐘振蕩器輸出的穩(wěn)定時(shí)鐘信號通過鎖存器控制著三極管的通斷。由此可以看出，由于引入了電流反饋，對輸出電壓有前饋調(diào)節(jié)作用，提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，由于電感電流直接跟隨誤差電壓的變化，輸出電壓就可以很容易的得到控制。電流內(nèi)環(huán)還使開關(guān)電源變換器易于實(shí)現(xiàn)并聯(lián)運(yùn)行，有利于實(shí)現(xiàn)變換器的模塊設(shè)計(jì)。
電流控制PWM技術(shù)有很多優(yōu)點(diǎn)，如電壓調(diào)整率好；回路穩(wěn)定性好，負(fù)載響應(yīng)快；功耗小；有較好的并聯(lián)能力等等，但同時(shí)它的缺點(diǎn)也是不能忽視的：占空比大于50％時(shí)系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定性，可能會產(chǎn)生次諧波振蕩；在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇上也有局限，在升壓型和降壓－升壓型電路中，由于儲能電感不在輸出端，存在峰值電流與平均電流的誤差。針對這種情況，當(dāng)占空比大于50%時(shí)，一般是采用諧波補(bǔ)償?shù)姆椒▉砜朔秉c(diǎn)。但在實(shí)際應(yīng)用中，由于輸出級的電感L和電容C的存在，當(dāng)開關(guān)電源的負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，誤差放大器必須調(diào)整自己的補(bǔ)償以使自己達(dá)到穩(wěn)定，但實(shí)際電路中大都采用集成PWM控制器件，不可能根據(jù)負(fù)載的變化及時(shí)對誤差放大器做出調(diào)整，系統(tǒng)的自適應(yīng)能力較差。
3 加入求和比較器的新型電流控制模式
為了解決開關(guān)電源自適應(yīng)能力差的缺陷，對原來的降壓型變換器進(jìn)行改進(jìn)，得到如圖2電路
圖2 改進(jìn)的電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
與圖1相比, 圖2中檢測電感電流的采樣電阻RS的位置發(fā)生了變化,將其從三極管的射極移到了輸出端，這樣電阻RS兩端的電壓就反映了采樣電流的大小。與此同時(shí)，用一個(gè)CMOS求和比較器代替了原來的兩個(gè)運(yùn)算放大器，工作原理如下：U+ 、U_為諧波補(bǔ)償信號，組成一組差分信號，反饋電壓Uf和參考電壓Uref分別加至一對正負(fù)端,為一組差分信號。只有當(dāng)U+、Uf、U1相加之和等于U_、Uref、U0之和時(shí)，求和比較器輸出高電平，鎖存器輸出低電平，三極管斷開，表明輸出電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)；三極管斷開后，變壓器的原邊通過續(xù)流二極管放電，變壓器副邊電流減小，因?yàn)殡娙輧啥说碾妷翰荒芡蛔儯訳0在三極管斷開的瞬間不變，U1減小，和其他五個(gè)參量共同輸入求和比較器，直到求和比較器輸出低電平，當(dāng)時(shí)鐘脈沖再次來到時(shí)鎖存器輸出高電平，三極管再次導(dǎo)通。由此可見，控制信號的產(chǎn)生只與反饋信號(輸出電壓反饋信號和電感電流大小的反饋信號) 和獨(dú)立的諧波信號有關(guān), 不再存在與開關(guān)電源濾波結(jié)構(gòu)的電感和電容值相關(guān)的頻率補(bǔ)償問題, 既保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性, 也實(shí)現(xiàn)了自適應(yīng)控制。
求和比較器的電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示。
圖3 求和比較器的電路結(jié)構(gòu)
該比較器結(jié)構(gòu)是折疊式的, MOS管M 1-M 6 組成3 對差分對。實(shí)現(xiàn)3 組電壓和的比較是通過電流和的比較而實(shí)現(xiàn)的, MOS管M 1, M 3 和M 5 所形成的電流和通過MOS管m 16-m 17折疊到輸出緩沖電流鏡的m 15的漏端, 同樣M 2, M 4 和M 6 所形成的電流和通過MOS管m 18-m 19折疊到輸出緩沖電流鏡的m 14的漏端, 再經(jīng)MOS管m 9 獲得R 信號。也即脈沖寬度調(diào)制信號。
4 結(jié) 語
上文對利用CMOS求和比較器實(shí)現(xiàn)PWM電流控制方法進(jìn)行了闡述，該方法簡化了傳統(tǒng)電流控制接法的電路結(jié)構(gòu)，省略了誤差放大器，從而提高了輸出信號的速度和精度，減小了芯片的面積，降低了制作成本，有利于系統(tǒng)集成。理論上該方法具有輸出電壓穩(wěn)定、高速、精確的優(yōu)點(diǎn)，經(jīng)模擬和實(shí)驗(yàn)后應(yīng)可用于各種高效的電流PWM控制電路。
開關(guān)電源體積小、重量輕、變換效率高, 因此廣泛應(yīng)用于各種電子設(shè)備中。它體積小、重量輕、功率因數(shù)高，具有較高的工作效率，但結(jié)構(gòu)過于復(fù)雜使它的應(yīng)用受到一定的限制。下面就這個(gè)問題提出一個(gè)可行的解決方法。
2 開關(guān)電源電流PWM控制的基本原理
電流控制的PWM技術(shù)是一種新穎的控制技術(shù)，1967年由美國BOSE公司提出。該技術(shù)有不同路線方案來實(shí)現(xiàn)，其共同特點(diǎn)是：利用電感電流的反饋直接去控制功率開關(guān)的占空比，以實(shí)現(xiàn)峰值電流對電壓反饋的跟蹤。下面我們就通過分析利用電流控制的PWM降壓變換器來了解這一技術(shù)的基本原理。
圖1給出了電流控制的PWM降壓變換器的基本組成。
圖1 電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
從該電路可以看出，反饋電路由兩部分組成：輸出電壓U0經(jīng)采樣電路（未畫出）得到反饋電壓Uf反饋到誤差放大器的反向端，基準(zhǔn)電壓UR加至誤差放大器同向端，構(gòu)成常規(guī)的電壓反饋，即電壓外環(huán)；由電阻RS上檢測得到的電流反饋信號US和誤差放大器的輸出Ue分別加至PWM比較器同向端和反向端，構(gòu)成了電流內(nèi)環(huán)。PWM比較器輸出加至觸發(fā)器的R端，時(shí)鐘振蕩器從S端向鎖存器輸出一系列恒定頻率的時(shí)鐘信號。當(dāng)功率管導(dǎo)通時(shí)，隨著電流的增大電流檢測信號US也同時(shí)增大，直到同Ue電壓相等時(shí)PWM比較器輸出高電平,使鎖存器輸出轉(zhuǎn)為低電平，功率管關(guān)斷。時(shí)鐘振蕩器輸出的穩(wěn)定時(shí)鐘信號通過鎖存器控制著三極管的通斷。由此可以看出，由于引入了電流反饋，對輸出電壓有前饋調(diào)節(jié)作用，提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，由于電感電流直接跟隨誤差電壓的變化，輸出電壓就可以很容易的得到控制。電流內(nèi)環(huán)還使開關(guān)電源變換器易于實(shí)現(xiàn)并聯(lián)運(yùn)行，有利于實(shí)現(xiàn)變換器的模塊設(shè)計(jì)。
電流控制PWM技術(shù)有很多優(yōu)點(diǎn)，如電壓調(diào)整率好；回路穩(wěn)定性好，負(fù)載響應(yīng)快；功耗小；有較好的并聯(lián)能力等等，但同時(shí)它的缺點(diǎn)也是不能忽視的：占空比大于50％時(shí)系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定性，可能會產(chǎn)生次諧波振蕩；在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇上也有局限，在升壓型和降壓－升壓型電路中，由于儲能電感不在輸出端，存在峰值電流與平均電流的誤差。針對這種情況，當(dāng)占空比大于50%時(shí)，一般是采用諧波補(bǔ)償?shù)姆椒▉砜朔秉c(diǎn)。但在實(shí)際應(yīng)用中，由于輸出級的電感L和電容C的存在，當(dāng)開關(guān)電源的負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，誤差放大器必須調(diào)整自己的補(bǔ)償以使自己達(dá)到穩(wěn)定，但實(shí)際電路中大都采用集成PWM控制器件，不可能根據(jù)負(fù)載的變化及時(shí)對誤差放大器做出調(diào)整，系統(tǒng)的自適應(yīng)能力較差。
3 加入求和比較器的新型電流控制模式
為了解決開關(guān)電源自適應(yīng)能力差的缺陷，對原來的降壓型變換器進(jìn)行改進(jìn)，得到如圖2電路
圖2 改進(jìn)的電流控制的PWM降壓變換器的基本組成
與圖1相比, 圖2中檢測電感電流的采樣電阻RS的位置發(fā)生了變化,將其從三極管的射極移到了輸出端，這樣電阻RS兩端的電壓就反映了采樣電流的大小。與此同時(shí)，用一個(gè)CMOS求和比較器代替了原來的兩個(gè)運(yùn)算放大器，工作原理如下：U+ 、U_為諧波補(bǔ)償信號，組成一組差分信號，反饋電壓Uf和參考電壓Uref分別加至一對正負(fù)端,為一組差分信號。只有當(dāng)U+、Uf、U1相加之和等于U_、Uref、U0之和時(shí)，求和比較器輸出高電平，鎖存器輸出低電平，三極管斷開，表明輸出電壓處于穩(wěn)定狀態(tài)；三極管斷開后，變壓器的原邊通過續(xù)流二極管放電，變壓器副邊電流減小，因?yàn)殡娙輧啥说碾妷翰荒芡蛔儯訳0在三極管斷開的瞬間不變，U1減小，和其他五個(gè)參量共同輸入求和比較器，直到求和比較器輸出低電平，當(dāng)時(shí)鐘脈沖再次來到時(shí)鎖存器輸出高電平，三極管再次導(dǎo)通。由此可見，控制信號的產(chǎn)生只與反饋信號(輸出電壓反饋信號和電感電流大小的反饋信號) 和獨(dú)立的諧波信號有關(guān), 不再存在與開關(guān)電源濾波結(jié)構(gòu)的電感和電容值相關(guān)的頻率補(bǔ)償問題, 既保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性, 也實(shí)現(xiàn)了自適應(yīng)控制。
求和比較器的電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示。
圖3 求和比較器的電路結(jié)構(gòu)
該比較器結(jié)構(gòu)是折疊式的, MOS管M 1-M 6 組成3 對差分對。實(shí)現(xiàn)3 組電壓和的比較是通過電流和的比較而實(shí)現(xiàn)的, MOS管M 1, M 3 和M 5 所形成的電流和通過MOS管m 16-m 17折疊到輸出緩沖電流鏡的m 15的漏端, 同樣M 2, M 4 和M 6 所形成的電流和通過MOS管m 18-m 19折疊到輸出緩沖電流鏡的m 14的漏端, 再經(jīng)MOS管m 9 獲得R 信號。也即脈沖寬度調(diào)制信號。
4 結(jié) 語
上文對利用CMOS求和比較器實(shí)現(xiàn)PWM電流控制方法進(jìn)行了闡述，該方法簡化了傳統(tǒng)電流控制接法的電路結(jié)構(gòu)，省略了誤差放大器，從而提高了輸出信號的速度和精度，減小了芯片的面積，降低了制作成本，有利于系統(tǒng)集成。理論上該方法具有輸出電壓穩(wěn)定、高速、精確的優(yōu)點(diǎn)，經(jīng)模擬和實(shí)驗(yàn)后應(yīng)可用于各種高效的電流PWM控制電路。
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